基于DSP的高壓電源設(shè)計(jì)
1 引言
早期的高壓直流電源通常采用220 V工頻交流經(jīng)變壓器升壓，整流濾波獲得，電源的體積和重量很大，并且紋波較大，穩(wěn)定性不高，效率低。目前的高壓電源主要采用開關(guān)電源技術(shù)，PWM波的產(chǎn)生芯片主要用SG3525(集成PWM控制芯片)或者UC3875(移相諧振全橋軟開關(guān)控制器)做成高頻高壓電源，大大減小了電源體積和重量，提高了電源的穩(wěn)定性和效率。但SG3525功能單一、產(chǎn)生的PWM波形也沒有DSP產(chǎn)生的PWM波形穩(wěn)定性好，并不能實(shí)現(xiàn)與上位機(jī)通訊及智能調(diào)壓等功能。此處設(shè)計(jì)以DSP為控制核心，DSP產(chǎn)生的死區(qū)可調(diào)的PWM波完全可代替SG3525或UC3875所產(chǎn)生的PWM波，還可實(shí)現(xiàn)電源輸出調(diào)壓和過壓過流保護(hù)等功能。
高壓電源的重要特點(diǎn)就是快速可靠保護(hù)。例如過流保護(hù)、過壓保護(hù)、擊穿短路保護(hù)等，這里在新型直流高壓電源研制上嘗試應(yīng)用新的技術(shù)手段，提出新的設(shè)計(jì)思路來解決這些問題。
2 設(shè)計(jì)原理
高壓電源的總體框圖如圖1所示，電路主要分為主電路和控制保護(hù)電路兩部分
該系統(tǒng)的工作原理：先將市電220 V／50 Hz通過全橋整流濾波后，變成300 V左右直流電壓，將其通過PWM的Buck變換得到0～300 V可調(diào)直流電壓。然后直流電經(jīng)過DC／AC逆變成高頻電壓，經(jīng)過諧振電路和高頻變壓器后電壓變?yōu)?0 kV左右，再經(jīng)倍壓整流得到所需的電壓。DSP系統(tǒng)為DC／DC提供電壓輸出幅值的給定信號(hào)，同時(shí)接收DC／DC環(huán)節(jié)來的反饋信號(hào)，并實(shí)時(shí)地做出反應(yīng)，控制DC／DC環(huán)節(jié)輸出電壓的大小。對(duì)于DC／AC環(huán)節(jié)，DSP系統(tǒng)通過輸出4路脈寬可調(diào)的PWM信號(hào)控制逆變環(huán)節(jié)4個(gè)IGBT的通斷，并且接收反饋動(dòng)作信號(hào)，控制4路PWM的脈寬來達(dá)到控制逆變環(huán)節(jié)輸出電壓的目的。DSP系統(tǒng)還可進(jìn)行輸出電壓測(cè)量，并且提供一個(gè)良好的人機(jī)接口，實(shí)時(shí)地顯示各個(gè)參數(shù)值，并提供操作控制。
3 硬件設(shè)計(jì)
3．1 高壓電源主電路
高壓電源主電路見圖2，主要由整流濾波、直流Buck變換和高頻逆變3部分組成。工頻二相交流電經(jīng)整流橋?yàn)V波得到低壓直流電，通過直流Buck變換。使DC／DC變換輸出的電壓控制在0～300 V左右，然后經(jīng)相控諧振逆變電路，通過對(duì)前后橋臂的相位控制，實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓的變頻和調(diào)壓，再經(jīng)高頻變壓器和8倍壓整流電路得到直流高壓。該設(shè)計(jì)采用將高頻變壓器接在倍壓電路中間，組成正負(fù)雙向倍壓整流的方式，并使正負(fù)兩端一端接地，另一端輸出高壓，能夠大大減小電壓紋波。
正負(fù)雙向十倍壓整流電路的基本原理為：在ui的正半周時(shí)，C9通過VD9被iVD9充電到ui的峰值；在ui的負(fù)半周時(shí)，ui的峰值加上C9對(duì)C10充電，通過VD10被電流iVD10充電，C10的電壓達(dá)到2ui，同時(shí)ui通過VD1向C1充電；當(dāng)ui再次為正半周時(shí)，C11通過VD11被電流iVD11充電到兩倍的ui峰值，同時(shí)ui的峰值加上C1的電壓對(duì)C2充電，通過VD2被電流iVD2充電，C2電壓達(dá)到2ui。如此正負(fù)反復(fù)下去，充電的最終結(jié)果是C2～C8兩端電壓幾乎達(dá)到2ui，極性為左負(fù)右正；C10～C16兩端電壓也達(dá)到2ui，極性為左正右負(fù)。該設(shè)計(jì)將C16右端接地，將C7右端做為高壓輸出端，輸出電壓為正負(fù)倍壓的絕對(duì)值之和，得到80 kV高壓。而脈動(dòng)系數(shù)為其矢量之和，正負(fù)脈動(dòng)值相互抵消因而系統(tǒng)輸出紋波很小。
3．2 高壓電源的控制電路
圖3為DSP控制電路示意圖。A／D轉(zhuǎn)換模塊采用AD652芯片將由分壓器采集的電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成頻率信號(hào)，通過光纖傳給DSP進(jìn)行計(jì)算。DSP通過計(jì)脈沖個(gè)數(shù)的方式計(jì)算采集電壓值，對(duì)采集的電壓進(jìn)行簡(jiǎn)單數(shù)字濾波處理，防止引入干擾。然后以此電壓為依據(jù)用數(shù)字PI控制策略計(jì)算前后橋臂的相位差，通過PWM輸出控制信號(hào)，同時(shí)將采集的電壓通過顯示器顯示。電源的運(yùn)行狀況和輸出電壓通過鍵盤來控制。送至逆變環(huán)節(jié)和Buck電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)必須經(jīng)過驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路，其目的是一方面將5路驅(qū)動(dòng)信號(hào)隔離并濾波放大，另一方面當(dāng)逆變環(huán)節(jié)和Buck電路產(chǎn)生過流短路或溫度過高等故障時(shí)，能夠及時(shí)產(chǎn)生可靠的故障信號(hào)，通知DSP停止發(fā)送驅(qū)動(dòng)脈沖。
為了使控制電路盡量避免受高電壓功率部分的影響，要求控制電路與驅(qū)動(dòng)電路隔離。這里采用高速光耦TLP250作為隔離。圖4為1路開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電路，其他4路類似。
反饋回路中對(duì)輸出電壓信號(hào)的取樣，采用在輸出端并聯(lián)電阻，再通過電阻串聯(lián)衰減的方法實(shí)現(xiàn)電壓經(jīng)隔離反饋至DSP，通過DSP程序控制輸出PWM波的占空比，進(jìn)而調(diào)節(jié)輸出電壓，達(dá)到穩(wěn)壓的目的。
過流保護(hù)采用電流互感器作為電流檢測(cè)元件，其具有足夠快的響應(yīng)速度，能夠在開關(guān)管允許的過流時(shí)間內(nèi)將其關(guān)斷，起到保護(hù)作用。過流保護(hù)信號(hào)經(jīng)分壓、濾波后加至電壓比較器的同相輸入端，如圖5所示。當(dāng)同相輸入端過流檢測(cè)信號(hào)比反相輸入端參考電平高時(shí)，比較器輸出高電平，使VD2從原來的反向偏置狀態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)檎驅(qū)ǎ⑼喽穗娢惶嵘秊楦唠娖剑闺妷罕容^器一直穩(wěn)定輸出高電平。同時(shí)，該過流信號(hào)還送到DSP內(nèi)，通過程序中斷來控制PWM輸出，起到保護(hù)作用。
4 軟件設(shè)計(jì)
該設(shè)計(jì)由DSP進(jìn)行控制，DSP產(chǎn)生的5路PWM波，1路用于前級(jí)Buck電路調(diào)壓，另外4路用于高頻逆變。采樣反饋電路將每級(jí)輸出反饋回DSP，通過與設(shè)定電壓比較來控制PWM輸出的變化。該設(shè)計(jì)程序流程圖如圖6所示。
5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析
電源供電輸入為220 V二相交流電，整流后母線電壓約為300 V，功率管為2MBI100N-060型IGBT，最大耐壓600 V，最大電流100A。濾波電感約為1 mH，電容為560μF／1 kV，后級(jí)高壓側(cè)諧振電感L=300μH，諧振電容C≈1μF，工作頻率約為19 kHz，最大諧振電流30 A。經(jīng)取樣電阻取樣后得到圖7所示結(jié)果。
6 結(jié)論
該設(shè)計(jì)提出了一種設(shè)計(jì)高壓電源的新思路，并且進(jìn)行了大量實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，用Buck電路做前級(jí)調(diào)壓，用DSP對(duì)5個(gè)開關(guān)管進(jìn)行控制是可行的，并且實(shí)驗(yàn)效果比用SG3525要好很多，而且該系統(tǒng)的體積大大減小，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單清晰，調(diào)壓響應(yīng)平穩(wěn)、快速；輸出電壓穩(wěn)定度高，紋波系數(shù)小，電路抗干擾能力強(qiáng)；完全能滿足X射線管的要求，而且有望實(shí)現(xiàn)高壓電源的嵌入式應(yīng)用。
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